高頻電路不穩定？教你從零實戰小功率開關電源設計

本章節以實用小型電源的設計為例，說明電源設計的方法。控制電路形式為它激式，採用UC3842為PWM控制電路。電源開關頻率的選擇決定了變換器的特性。開關頻率越高，變壓器、電感器的體積越小，電路的動態響應也越好。但隨著頻率的提高，諸如開關損耗、門極驅動損耗、輸出整流管的損耗會越來越突出，對磁性材料的選擇和引數設計的要求也會越苛刻。另外，高頻下線路的寄生引數對線路的影響程度難以預料，整個電路的穩定性、執行特性以及系統的除錯會比較困難。在本電源中，選定工作頻率為85 kHz。

一、電源設計指標

小型電源輸入、 輸出引數如下：

輸入電壓：AC 110/220 V；

輸入電壓變動範圍：90～240 V；

輸入頻率：50/60 Hz；

輸出電壓：12 V；

輸出電流：2。5 A。

二、電路結構的選擇

小功率開關電源可以採用單端反激式或者單端正激式電路，使電源結構簡單，工作可靠，成本低。與單端反激式電路相比，單端正激式電路開關電流小，輸出紋波小，更容易適應高頻化。用電流型PWM控制晶片UC3842構成的單端正激式開關電源的主電路如圖6-1所示。

圖6-1 單端正激式開關電源的主電路

單端正激式開關電源加有磁通復位電路，以釋放勵磁電路的能量。在圖6-1中，開關管VT導通時V1導通，副邊線圈N2向負載供電，V4截止，反饋電線圈N3的電流為零；VT關斷時V1截止，V4導通，N3經電容C1濾波後向UC3842⑦腳供電，同時原邊線圈N1上產生的感應電動勢使V3導通並加在RC吸收回路。由於變壓器中的磁場能量可透過N3洩放，而不像一般的RC D磁通復位電路消耗在電阻上，因此可達到減少發熱，提高效率的目的。

三、元件設計

1） 變壓器和輸出電感的設計

依據UC3842應用方式，選定定時電阻RT＝1。8 kΩ，定時電容CT＝10 μF。確定開關頻率f＝85 kHz，週期T＝11。8 μs。

設計單端控制開關電源時，一般佔空比D最大不超過0。5，這裡選擇D＝0。5，則：

根據電源規格、輸出功率、開關頻率選擇PQ26/25磁芯，磁芯截面積S＝1。13 cm2，磁路有效長度l＝6。4 cm，飽和磁通密度BS＝0。4 T。取變壓器最大工作磁感應強度Bmax ＝ BS/3≈0。133 T，則電感係數A為：

變壓器原邊線圈匝數N1為：

式中，Ui為最小直流輸入電壓。

交流輸入電壓的最小值約為90 V， Ui＝90× ≈127 V，得出N1＝49。9匝，取50匝。原邊線圈電感L＝AN12＝11。1 mH。

副邊線圈匝數為：

式中，UDF為整流二極體V1上的壓降；UL為輸出電感L上的壓降。

取UDF+UL＝0。7 V，代入式（6-4），得N2＝10匝。副邊線圈電感：

開關管斷開時，N1兩端將會產生感應電動勢，為了保證開關管正常工作，將感應電動勢限制到e=300V。反饋電線圈向UC3842提供U＝12V的工作電壓，按電容C1上的電壓UC＝16V計算，以保證有足夠的供電電壓給UC3842。由N3＝（UC/e）N1可得N3＝2。67匝，取3匝。

變壓器副邊電流為矩形波，其有效值為：

導線電流密度取4 A/mm2，所需繞組導線截面積為1。77/4≈0。44 mm2。同樣可選擇原邊繞組導線，原邊電流有效值為：

所需繞組導線截面積為0。354/4＝0。0885mm2，選用截面積為0。096 21mm2的導線（∅0。41 mm）。取輸出電感的電流變化量ΔIL＝0。2Io＝0。5A，則輸出電感為：

式中， U2為副邊線圈最小電壓。計算得：

取UDF＝0。5 V，Uo＝3 V，代入式（6-8）可得L＝140 μH。根據輸出電感上的電流IL＝Io，所需繞組導線截面積應為2。5/4＝0。625 mm2，故選擇截面積為0。6362 mm2導線（∅0。96 mm）。

2） 開關管、整流二極體和續流二極體的選擇

由於開關管斷開時原邊線圈N1兩端的感應電動勢限制到eL≈300 V，交流輸入電壓經全波整流、電容濾波後，直流輸入電壓的最大值。

所以整流二極體所承受的最高反向電壓為：

續流二極體所承受的最高反向電壓為：

流過整流二極體和續流二極體的最大電流為：

得ID＝2。75 A。根據以上計算選擇肖特基半橋MBR25120CT，平均整流電流為25 A，反向峰值電壓為120 V。開關管選用MOSFET 2SK793，漏源擊穿電壓為900 V，最大漏極電流為3 A。

3） 反饋電路的設計

電流反饋電路採用電流互感器，透過檢測開關管上的電流作為取樣電流，原理如圖6-2 所示。電流互感器的輸出分為電流瞬時值反饋和電流平均值反饋兩路，R2上的電壓反映電流瞬時值。開關管上的電流變化會使UR2變化，UR2接入UC3842的保護輸入端③腳，當UR2＝1 V時，UC3842晶片的輸出脈衝將關斷。透過調節R1、 R2的分壓比可改變開關管的限流值，實現電流瞬時值的逐週期比較，屬於限流式保護。輸出脈衝關斷，實現對電流平均值的保護，屬於截流式保護。

兩種過流保護互為補充，使電源更為安全可靠。採用電流互感器取樣，使控制電路與主電路隔離，同時與電阻取樣相比降低了功耗，有利於提高整個電源的效率。

圖6-2 電流反饋電路

電壓反饋電路如圖6-3所示。輸出電壓透過整合穩壓器TL431和光電耦合器反饋到UC3842的①腳，調節R1、 R2的分壓比可設定和調節輸出電壓，達到較高的穩壓精度。如果輸出電壓Uo升高，則整合穩壓器TL431的陰極到陽極的電流增大，使光電耦合器輸出的三極體電流增大，即UC3842①腳對地的分流變大，UC3842的輸出脈寬相應變窄，輸出電壓Uo減小。同樣， 如果輸出電壓Uo減小，則可透過反饋調節使之升高。

圖6-3 電壓反饋電路

4） 保護電路的設計

圖6-4所示為變壓器過熱保護電路，NTC為測變壓器溫度的一個負溫度係數的熱敏電阻。由NTC、 R2、 運放A1構成滯環比較器。在正常工作時，變壓器溫度正常，NTC的阻值較大，運放A1兩輸入端電壓U+

圖6-4 變壓器過熱保護電路

圖6-5 輸出過電壓保護電路

圖6-6所示為空載保護電路。為了防止變壓器繞組上的電壓過高，同時也為了使電源從空載到滿載的負載效應較小，開關穩壓電源的輸出端不允許開路。在圖6-6中，R2、 R3給運放同相輸入端提供固定的電壓U+。R8為取樣負載電流的分流器，當外電路未接負載RL時，R8上無電流，運放的反相輸入端電壓U＝0 V，因而U+>U－，運放的輸出電壓較高，使三極體VT飽和導通，將電源內部的假負載R7自動接入。當電源接入負載RL時，R8上的壓降使U－>U＋，運放的輸出電壓為零，VT截止，將R7斷開。

圖6-6 空載保護電路

5） 輸入濾波電路的設計

輸入濾波電路具有雙向隔離作用，可抑制從交流電網輸入的干擾訊號，同時也防止開關電源工作時產生的諧波和電磁干擾訊號影響交流電網。圖6-7所示濾波電路是一種複合式EMI濾波器，L1、L2和C1構成第一級濾波，共模電感L3和電容C2、C3構成第二級濾波。C1用於濾除差模干擾，選用高頻特性較好的薄膜電容。電阻R給電容提供放電迴路，避免因電容上的電荷積累而影響濾波器的工作特性。C2、C3跨接在輸出端，能有效地抑制共模干擾。為了減小漏電流，C2、C3宜選用陶瓷電容器。

圖6-7 輸入濾波電路

四、測試

在輸入電壓為220V的條件下，輸入功率是脈衝序列，週期為10ms，即每半個工頻週期電源輸入端透過整流橋為輸入平滑濾波電容充一次電。在各種不同的負載狀況下，當輸入電壓從90V變化到250V時，相應的輸出電壓的測試結果如表6-1所示。

實測各種負載狀況下的效率如表6-2所示。透過實際應用，電源滿足了設計要求。